Luận án tiến sĩ Công nghệ điện tử - viễn thông: Một số giải pháp nâng cao c (2024)

Trang 1

ĐẠI HỌC QUOC GIA HÀ NOI

TRƯỜNG ĐẠI HỌC CÔNG NGHỆ

Nguyễn Quốc Tuan

MOT SỐ GIẢI PHÁP NANG CAO CHAT

LƯỢNG TRUYEN DAN ĐA SÓNG MANGTREN DUONG THUÊ BAO SO

Chuyên ngành : Kỹ thuật Viễn thôngMã số : 62 52 70 05

LUẬN AN TIEN SĨ CÔNG NGHỆ ĐIỆN TU-VIEN THONG

NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC1 PGs Ts Nguyễn Viết Kính

2 Gs Nguyễn Đình Thông

Trang 2

LỜI CAM ĐOAN

Tôi xin cam đoan đây là công trình nghiên cứu của

tôi Các tính toán, số liệu, kết quả mô phỏng và thửnghiệm là trung thực và chưa từng công bồ trong bat

kì công trình nào khác

Người cam đoan

Nguyễn Quốc Tuan

Trang 3

MỤC LỤC

Ki HT caaiedaeenenseanslserisaseumamasinaptraosuinseenllkerltoes

PHÍGEITC ESEIEIED ;(.áccGi010086168AAA620d2ssses

BANG Ki HIỆU CÁC CHỮ VIET TAT ot

DANH MỤC CAC HINH VE VÀ DO THỊ .

i414 PRECEDE ROR ca nang dere Mines

1.1.1 Điều chế dựa trên IFFT F13 Giải điềuchỗduntrễn EFT ,:.:.ávieceoaYoddveayvoeo

_ <.-12 | DUNG LƯỢNG KÊNH TRUYÈN TIN 1.3 NÂNG CAO DUNG LƯỢNG KÊNH c << «<5

Ta: PAE ve 6xávssesldteaeesiaoledAEftabipiErssiingssit

13.2 Bộ cân bằng miền thời gian

(TEQ) . i TT LIỆN' sa 2eenndbes(TEQ) . isese=nnns(TEQ) . ieesmdrblkes(TEQ) . iaosdudkg(TEQ) . il

Chương 2 : DIEU CHE DA TAN DỰA TREN SÓNG CON

2.1 KHAI TRIEN DUNG SONG CON

2.1.1 Khai triển theo sóng con

21⁄2 Phêp gần đúög đá BHÊH GIRL: succoogacoaeoauddouida

2.2 DIEU CHE DA PHAN GIẢI

211 Bitn dbl sông con Tl G6 sac nacoGnfaopssof

2.2.2 Dé thị phân bố 2-D miền thời gian - tần số

2.3 ỨNG DỤNG ĐIỀU CHÉ - GIẢI DIEU CHE

XÃ - KẾT LH NT coaagarosaaoaaisonogbiouadaesocsluaslBuoaaoteaagrk

of 62

5358

Trang 4

Chương 3 : HIỆU NANG TRUYEN THONG SỐ DỰA TREN SÓNG CON

TRUYEN THONG VỚI KHONG GIAN 1 HÀM TRUYEN THONG VỚI KHONG GIAN 2 HAM

KHONG GIAN DA HAM SONG CON 3.3.1 Hiéu năng truyền (HẾ (to gaagoaaoadeoancoiooouiioaiagaouxgg

3.3.2 Mật độ phổ công suất m

TOI UU HOA DUNG LƯỢNG KENH MCM DUA T TREN DWT

ĐẶC TÍNH CAC SÓNG CON 00ccccccececcccarseecccccnecscceuenecs

Si BOHR CONTE! ocnwantancwnewsmiwncn ames aK

S22 SOHG COR MOVED cise cman

3.5.3 SONG CON PMHIDGGIIEY ;áccvvrzsycccccdiiiirtibi00 00043000164 00035.86

SO SÁNH HỆ THONG MCM SỬ DỤNG DWT&DMT

UE NC), ad ni Sone eee eee ae ee eee

GLA ‘OTOP HARANEO KEAN van cn wn osie doce vnoncGhis wane seadeuinesearensen eats

4.1.5 Mô phỏng đánh giá nhiễu IBI/CBI

BỘ CĂN BANG MIEN PHAN GIẢI : (022-2266MÔ PHONG TRUYEN THONG DỰA TREN SÓNG CON

CÁC CONG CỤ SONG CON TREN MATLAB .REPUUGN 0" ố.ốố ốc

KET LUẬN

CACKRETLUAN CÁ LUẬN A cv cceeiiiaiaidiiadbieeacsCÁC NGHIÊN CỬU TIẾP THEO ‹ -‹- -‹‹‹-

DANH MỤC CÔNG TRINH KHOA HỌC .

TÀI LIỆU THAM KHẢO

124

Trang 5

CHÚ GIẢI CÁC KÝ HIỆU

F Liên hợp phức cua F

F(w)= is feat Biến déi Fourier của f(t)

f= lị F(o)e'"'do Biến đổi Fourier ngược của F(a)

II Chuan-n của hàm ƒ

f= Q0) Bậc n, Tồn tại C sao cho ƒ< Cn

fg Phép nhân chập giữa f voi g

LP(R) Không gian các hàm thực chuẩn-p, tức

Iz@|, = (roy ae}? <+s

P(Z) Không gian các dãy năng lượng hữu han

{ x„} hay {x(n)} =x Chuỗi hay vector x với phan tử x,

x(n) hay x, Phan tử ø của vector x

Fil =H Ma trận H với phan tử hàng m cột n

<x, y> Tích nội của x với yV Toán tử Gradient

® Toán tử XOR

U Toán tử hợp (or)

la) Toán tử giao (and)

Trang 6

Ký hiệu

Analog to Digital Converter

Asymmetric Digital Subscriber Line

Alternate Mark Inversion

American National StandardsInstitute

A Overhead Control ChannelAsynchronous Transfer Mode

ADSL Transceiver Unit

ADSL Transmission Unit at the

Central Office

ADSL Transmission Unit at the

Remote Side

Additive White Gaussian Noise

Bit Error Rate

Basic Rate ISDN

BRI Transmission Extension

Carrierless Amplitude/Phase

Cross Band Interference

Code Division Multiple AccessConsumer DSL

Consultative Committee on

International Telegraph & Telephone

Channel Impulse Response

Channel Mismatch Error

Conjugate Mirror Filter

Tiéng ViétBộ biến đổi tương tự - số

Đường dây thuê bao số bất đối xứngMã đảo dấu luân phiên

Viện tiêu chuân quôc gia của Mỹ

Kênh điều khiển dùng tiêu đề

Chế độ truyền dẫn không đồng bộ

Don vị thu phát (truyền dẫn) ADSL

Đơn vị truyền dẫn ADSL phía nhà

Nhiễu giữa các băng

Đa truy cập phân chia theo mã

Khách hàng DSL

Ủy ban tư vấn về điện thoại và điện

báo quôc tê

Đáp ứng xung kênh

Lỗi ghép kênh không hợp

Bộ lọc gương liên hợp

Trang 7

Central Processing Unit

Cycle Redundancy Check

Carrier Serving Area

Cyclic Suffix

Digital to Analog Converter

Digital Added Main Line

Dynamic Bandwidth Optimization

Discrete MultiScale

Digital Suscriber Line

Digital Signal Processing

Discrete Wavelet MultitoneTransform

Discrete Wavelet TransformEcho-Canceled Hybrid

Bộ (đơn vị) lí trung tâm

Kiểm tra độ dư thừa vòng

Vùng dịch vụ sóng mang

Hậu tố vòng

Bộ biến đổi số - tương tự

Đường dây có thêm số

Tối ưu băng thông động

Dòng điện một chiều

Biến đổi Cosin rời rạc

Dịch vụ dữ liệu số

Bộ cân bằng phản hồi quyết định

Phép biến đổi Fourier rời rạcHệ thống mạch vòng số

Đa băng rời rạc

Đa âm rời rạc

Đa phân giải rời rạc

Đường dây thuê bao sốXử lý tín hiệu số

ok Ae , `*

Biên đôi đa sóng con rời rạc

Phép biến đổi sóng con rời rạcLai, khử tiếng vọng

Thuật toán hiệu suất của Campello

Kênh hoạt động theo kiểu nhúng

Thuật toán năng lượng chặt củaCampello

Viện tiêu chuẩn viễn thông châu Âu

Hợp kênh phân chia theo tần số

Kiểm lỗi hướng thuận

Bộ cân băng miên tân sô

Trang 8

Far End CrossTalk

Feed-Forward Equalizer

Fast Fourier Transform

Finite Impulse Response

Field Programable Gate Array

Frequency Shift Keying

Full-service Network

Fiber To the Home

Fast Wavelet Transform

The full-rate Recommendation

Inverse Discrete Wavelet Transform

Institute of Electrical andElectronical Engineers

Inverse Fast Fourier Transform

Infinite Impulse Responde

Integrated Services Digital NetworkInterSymbol Interference

International Telecommunication

Least Mean Squared Error

Low-Pass Filter

Nhiéu xuyén am dau xa

Bộ cân bằng tuyến tinh hướng thuậnPhép biến đổi fourier nhanh

Đáp ứng xung hữu hạn

Mảng công khả lập trìnhKhóa dịch tần

Mạng dịch vụ các loại

Mạng cáp quang tới tận nhà

Phép biến đổi sóng con nhanh

Khuyến nghị toàn tốc G.992.1 của

ITU vê ADSL

Đường day thuê bao số tốc độ cao

Đường dây thuê bao số tốc độ cao

thê hệ thứ 2

Truyền hình phân giải cao

Siêu khung

Mạch lọc thông cao

Nhiễu trong băng

Nhiễu giữa các sóng mang

Phép biến đổi Fourier rời rac ngược

Phép biến đổi đa sóng con rời rạc

Phép biến đổi ngược sóng con rời rạc

Viện Kỹ thuật Điện và Điện tử

Phép biến đổi Fourier nhanh, ngược

Đáp ứng xung vô hạn

Mạng số đa dịch vụ

Nhiễu giữa các kí hiệu

Liên minh viễn thông quốc tế

Sai số bình phương trung bình tối

Mạch lọc thông thấp

Trang 9

Line TerminationMargin-Adaptive

Management Information Base

Multiple Input Multiple OutputMillion Instruction Process

Multi-Carrier Modulation

Matched-Filter Bound

Multi-Resolution ApproximatedMean Redundancy Squared Error

Minimum Mean Squared Error

Maximum Shortening

Signal-to-Noise Ratio

Near End CrossTalk

Network Interface Device

Network Termination

Operations, Administration and

Optical Network Unit

Orthogonal Frequency Division

Pulse Amplitude ModulationPeak-to-Average Power Ratio

Pulse Code Modulation

Probability Density FunctionPlain Old Telephone ServicePerfect Reconstruction

Power Spectrum Density

Phase Shift Keying

Public Switched Telephone NetworkQuadrature Amplitude Modulation

Quadrature Mirror Filter

Đầu cuối đường dây

Thích nghi dự phòng

Cơ sở thông tin quản lý

Đa lối vào đa lối ra

Xử lí hàng triệu lệnh

Điều chế đa sóng mang

Bộ lọc hoà hợp

Biên bộ lọc hoà hợp

Gần đúng đa phân giải

Lỗi bình phương còn dư trung bình

Lỗi bình phương trung bình tối thiểuLàm ngắn lại tối đa tỷ số tín hiệu trên

Nhiễu xuyên âm đầu gần

Thiết bị giao diện mạng

Trang 10

Radio Frequency InterferenceRecursive least squared Error

Reed Solomon

Single Carrier Modulation

Symmetric DSL (Single-pair DSL)Scale Domain Equalizer

Symbol Error Rate

Single Input Single Output

Trellis Coded Modulation

Time Division MultiplexTime - Domain Equalizer

Target Impulse Response

Universal ADSL

Universal ADSL Work GroupUnit - energy constraint

Unit - tap constraint

Very high bit rate Digital Subscriber

Virtual Carrier

Viet nam Post Telecom

x-type Digital Subscriber Line

Wireless Metropolitan Area Network

Wireless Local Arear Network

DSL thích nghỉ tốc độTan số Radio

Nhiễu tần số Radio

Lỗi bình phương tối thiêu đệ quy

Tên của kiểu mã sửa lỗi Reed

Điêu chê đơn sóng mang

Đường dây thuê bao số đối xứng

Nhóm làm việc ADSL toàn cầu

Rang buộc năng lượng don viRàng buộc “tap” đơn vị

Đường day thuê bao sé tốc độ bit cực

Sóng mang ảo

Bưu chính Viễn thông Việt nam

Các kiểu đường dây thuê bao số

Mạng không dây thành phố

Mạng không dây cục bộ

Trang 11

Hình |

Hình II

Hình 12Hình 13

Hình 14Hình 15Hình 16Hình 17

Hình 18

Hình 19Hình 1.10

Hình 1.11

Hình 211

Hình 22

Hình 23Hình 24

Hình 25

Hình 25

Hình 27

Hình 23Hình 2

Hình 2.10

Hình 2.11

DANH MỤC CÁC HÌNH VE - DO THỊ

Sơ đồ khối hệ thống điều chế DMT trên DSL _

Sơ đồ khối cơ bản của thiết bị phát DMT

Đáp ứng tần số với N = 8 kênh con (tính theo dB)

Sơ đồ khối cơ bản của thiết bị thu DMT

Sự thụ thuộc số bít/kí hiệu theo công suất phát_

Sự phụ thuộc số bit/ki hiệu theo chiều dài DSL_

Tốc độ bít trên các tuyến CSA theo RA và MA

Đáp ứng xung kênh và đáp ứng xung mong muốn

Sơ đồ khối làm ngắn đáp ứng xung kênh _

Chi phí tính toán theo kích thước bộ lọc .

So sánh các kết quả của giải thuật

Đáp ứng xung kênh mong muốn CSALoop#l

Một tang của biến đổi ngược (tổng hợp) sóng con rời racMột tầng của biến đổi thuận (phân tích) sóng con rời rạcCay phan tich 2 kênh DWT saacuvooaaiareetoddoaeeeDai tan số bộ loc thông thấp dùng phân tích cây

Cay tông hợp 2 kênh UT socooecaonaayaaadeĐồ thị phân bố 2-D trong miền thời gian — tần sốHàm sóng con Daubechies D8 ựạ,V¡,VW; -

Đáp ứng tần số hàm sóng con Daubechies D8 ự,,w,,V;Mo hình kênh WGN lý tưởng :: - :.c :c:- sec

Mô hình kênh AWGN không lí tưởng .

Sơ đồ khối thu phát sử dụng DWT/IDWT

464651

Trang 12

Hình 3.1

Hình 3.2Hình 3.3

Hình 3.4Hình 3.5Hình 36

Hình 3.7Hình 3.8

Hình 39

Hình 3.10

Hình 3.11

Hình 3 12Hình 3 13Hình 3 14

Hình 41

Hình 42

Hình 43Hình 44

Hình 45Hình 46Hình 47

SER tương ứng ánh xạ M-QAM

Giải pháp Water-pouring cho băng con ÿ

Ham phân giải và hàm sóng con Haar

Đáp ứng tần số hàm phân giải và sóng con Haar

Ham phân giải và hàm sóng con Meyer

Đáp ứng tần số hàm phân giải và sóng con Meyer

Phát sóng con bang lọc lặp

Dạng hàm phân giải và hàm sóng con Daubechies D8 vớiTU N LÊN: tuadGaaeoaoavdedtisddttoyliitguagdtgsueĐáp ứng tần số hàm phân giải và sóng con Daubechies D8 Sóng con dịch chuyển không chồng lấp trong cùng băngOO city ncdinecogici6iegila04040904/06c)120082081áuk4a81 4060002548Sóng con dịch chuyển chồng lap trong cùng băng con

Điều chế đa sóng mang dựa trên sóng CON

Đáp ứng xung kênh /)Phan thực và phần phức của hàm truyền H()

MO ROA SIA các 000021011002166110áu21x1450 eminentKết quả mô phỏng ma trận độ lợi kênh dựa trên sóng conChồng lập tron cùng DENG cac 2((022200v6 2àBảng ánh xạ mầu 32-bit được sử dụng đẻ chỉ thị độ lớn maWOE GIIẾN se an ÿỹiniýiiiiacuioateeeKết quả mô phỏng ma trận độ lợi kênh khi truyền thôngdựa trên sóng con Daubechies D8 không chong lap trongTH Do DU gin, 2580 6xesesdeobdgebEkaElmainaditossddláwsuslexc0SrleeCác sống con Danbechies <i.csrssverevciinenenedendoevciceDap ứng biên độ của các hàm sóng con W,,W,,W,,

107

Trang 13

Hình 4.10Hình 4.11

Hình 4.12Hình 4.13Hình 4.14

Hình 4.16Hình 4.17

Hình 4.18

Hình 4.19Hình 4.20

Các sóng con Daubechies chồng lấp thu được khi chưa cân

DANG sưasuskueidnoouiitosiopiutgtinngttfaaaaiairgtoiesegao20yWi0020038

Các sóng con Daubechies thu không chong lap thu được

KNPC GEN DANE seo nu tosoonotosbtididgttuagilGi0c00tcaa

Hộ cân băng Hiện PHAN Biãi 22222 see in san sex 22x

Ma trận độ lợi kênh sử dụng sóng con chồng lấp sau khi đã

LH GANS naueessinesseosyllalaafdessdkeenamaibixbatiduglibeelUisbxsree

Sóng con mẫu chồng lấp 2 băng đầu thu được sau khi cân

BE csyypaggcovosoersuzigstSubeDSevrsdgrgaeisxsdagitosgliiasg

Sơ đồ Simulink truyền thông đa sóng mang dựa trên sóng

GHẾ seers col thu GGUNGSGERGSEOWBI8a§VBAijtacisgemai

Sơ đồ Simulink điều chế IDWT Mô phỏng truyền thông sóng con trên 4 băng con đầu tiênChương trình mô phỏng truyền thông z./ìle_ Kết qua tính SER theo SNR của MCM dựa trên DWT

117

Trang 14

MỞ ĐÀU

Kỹ thuật điều chế số thông dai có thé được coi bao gồm hai loại: Một loại là

điều chế đơn sóng mang (SCM) khi đó đữ liệu được truyền bằng cách dùng chỉ mộttần số sóng mang vô tuyến (RF) dé điều chế và hai là loại điều chế đa sóng mang

(MCM) Điều chế đa sóng mang chia băng thông kênh truyền thành các băng con

đều nhau và truyền dit liệu dưới dạng song song bằng cách ding một tập các sóngmang con trực giao dé điều chế [14] Trên thực tế điều chế đa tan rời rac (DMT)

được sử dụng trên các đường thuê bao số (DSL) và hợp kênh phân chia tần số trực

giao (OFDM) trên các tuyến không dây đều là các dạng của MCM dựa trên

DFT/IDFT

Điều chế da sóng mang dựa trên DFT/IDFT ngày nay đã trở nên phổ biếntrong một số ứng dụng như: trên đường thuê bao số [15], các mạng không dây cụcbộ (WLAN) và nó cũng là một ứng cử viên mạnh cho các hệ thống thông tin di động

tế bào thế hệ thứ tư (4G) Cho tới nay, điều chế đa tần rời rạc trên DSL vẫn là hệthống có tính hiện thực cao dé truyền dẫn thông tin sé tốc độ cao trên tuyến DSL Sơ

đồ khối của hệ thống truyền dan sử dụng MCM dựa trên DMT được miêu tả trong

Trang 15

Kỹ thuật MCM dựa trên IDFT/DFT hay (IFFT/FFT) chia băng thông kênh

truyền thành các kênh con băng hep cách đều nhau (4.3KHz), mỗi một kênh con có

băng thông như nhau nhưng có tần số trung tâm khác nhau Mỗi kênh con được đặctrưng bởi một tỷ số tín hiệu trên ồn (SNR) và vì vậy theo định lý Shannon về dunglượng kênh truyền tin, mỗi kênh con có thê gán một số bít tối đa nào đó tương ứng

với một trong sé các mẫu mã hoá QAM Một nhóm các mẫu sẽ được tập hợp lại vớinhau dé thực hiện điều chế nhờ IFFT, tạo ra các sóng mang trực giao lẫn nhau mà

mỗi một sóng mang được điều chế biên độ và pha Sau đó, lối ra của bộ IFET đượcchuyển đồi từ song song sang nối tiếp và cộng thêm phan tiền tố vòng (CP) nhằm délàm giảm bớt nhiễu giữa các kí hiệu (ISI) khi truyền dẫn qua kênh Tại đầu thu cácbước được thực thiện theo thứ tự ngược lại — Tín hiệu sau khi truyền qua kênh được

xử lí nhờ bộ cân bằng miền thời gian (TEQ) trước khi được giải điều chế nhờ bộ

FFT Khối mã hoá Reed-Solomon (RS) giúp việc thực hiện kiểm soát lỗi (FEC) ditliệu truyền qua kênh trong khi đó khối mã hoá tuỳ chon Trellis có thé được dùng

nhằm nâng cao độ lợi kênh cho phép phân bó bit cao hơn với SNR còn thấp Các bộ

xáo trộn (Scrambler) và bộ giải xáo trộn (De-scrambler) được sử dụng nhằm giữđường truyền cho cân bằng, giúp TEQ dễ hội tụ và giảm tý số công suât tín hiệu

đỉnh trên công suất tín hiệu trung bình (PAPR).

MCM trở nên hap dẫn vì nó dé dàng giải quyết một vài van đề hóc búa mà

điều chế đơn sóng mang gặp phải, ví dụ như: chỉ dùng bộ cân bằng miền tần số

(FEQ) đơn giản, khả năng chống lại các nhiễu xung băng hẹp và fading lọc lựa tần

số Tuy nhiên MCM dựa trên DMT và OFDM cũng có những khó khăn khác, củariêng nó mà điều chế đơn sóng mang không gặp phải.

CÁC KHÓ KHAN VÀ HAN CHE CUA MCM DUNG DFT

Ta biết rằng phép biến đổi DFT hay phép biến đổi nhanh FFT thực chat làmột bộ lọc dải chia băng thông tín hiệu ra làm các băng con bằng nhau Nếu khôngdùng phương pháp cửa số để sửa đáp ứng tần số thì đáp ứng tần số của mỗi kênhcon có dang sinc(f) Mức của phô búp sóng phụ so với mức của phô búp sóng chínhcỡ -13dB, gây nên nhiễu giữa các sóng mang (ICI) tram trọng khi môi trường truyền

13

Trang 16

dẫn không lí tưởng Một điểm yếu lớn khác của DFT và các phép phân tích Fourierkhác là chúng dùng hàm co sở sin(), nó là một hàm không giới han trong miền thời

gian Vi thế độ lớn ở hai đầu của mỗi kí hiệu MCM từ lối ra của IDFT thường khálớn Sau khi truyền qua kênh, nghĩa là nhân chập với đáp ứng xung kênh, do ảnhhưởng không chỉ bởi tán sắc của kênh mà cả pha đỉnh đa đường, phần đuôi của một

kí hiệu MCM vẫn còn khá mạnh lan tràn qua phần đầu của kí hiệu kế tiếp và gâynên ISI Trong MCM, ISI được loại ra bằng cách chen vào phía trước mỗi kí hiệu

một CP dé xóa bỏ ảnh hưởng của đuôi nhân chập Tại máy thu, CP sẽ được tháo bỏ

đi trước khi giải điều ché

Việc dùng CP rõ ràng là làm phí phạm băng thông của kênh truyền và giảm

hiệu suất phô của hệ thống MCM Hơn nữa, nhiều kênh truyền trên thực tế có đáp

ứng xung khá dài, làm phần đuôi của một kí hiệu MCM qua kênh dài hơn CP do đóCP không có hiệu quả Dé đối phó với tình hình này, hệ thống MCM dùng bộ cân

bằng miền thời gian (TEQ) để làm ngắn đáp ứng xung kênh hiệu dụng TEQ là mộtthành phan rất cần thiết trong hệ thống MCM, tuy nhiên TEQ lại làm thiết bị điều

chế - giải điều chế (modem) trở nên phức tạp hơn và do đó đắt tiền hơn.VAI UU DIEM VA KHO KHAN CUA MCM DUNG DWT

Vì nhược điểm chính nêu trên của MCM dùng IFFT/FFT là can dùng tiền tố

vòng CP dé giảm ISI và do đó sự cần thiết dùng bộ cân bằng miền thời gian TEQ délàm ngắn đáp ứng kênh hiệu dụng là tất yếu Luận án đề xuất sử dụng tính gọn gàngcủa sóng con (wavelet) với mục đích có thê thay thé sóng mang hình sine dé MCM

khỏi dùng CP, và giảm độ phức tap của hệ thống.

Sóng con theo định nghĩa thuần túy là một sóng có giới hạn hay có biên giớirõ ràng trong miền thời gian Ta gọi nó là sóng địa phương Vì thế một hệ thốngsóng con trực giao w,,() có thể dùng dé phân tích tín hiệu trong cả miền thời gianlẫn miền tần số vì nó có tính định vị trong cả hai miền Một tín hiệu x(t) có thể được

phân tách ra các thành phần ở băng tần số 7 và thời gian & như sau:

14

Trang 17

x()= Sa, v6) (1)

Bang cach dich chuyên sóng con tới những vi trí khác nhau theo trục thời

gian, ta có thẻ phân tích tín hiệu ở những thời điểm đó Rõ ràng là DFT không có

khả năng định vị thời gian Phép biến đổi sóng con rời rac (DWT) cũng có thuật

toán nhanh (FWT) do Mallat tìm ra [37] Hai đầu của một sóng con thường có độlớn trị số nhỏ giảm dan xuống zero, vì thế kí hiệu của MCM dùng DWT có trị số

không đáng ké ở hai đầu Do đó nhiễu giữa các kí hiệu không đáng ké và vì thế ta

không cần dùng CP Như vậy TEQ - nếu cần ding, mục đích sẽ không phải là dé

làm ngắn đáp ứng xung kênh, sẽ đơn giản hơn là TEQ trong hệ thống MCM dùng

DFT như hiện tại.

Vi sóng con thường không phải dang hình sine nên nó có một phô tần số vớibăng thông có thé khá phức tạp tùy theo loại sóng con Sóng con có thể được co hẹp

lại (miền thời gian) để phân tích vùng tần số cao hay giãn rộng ra để phân tích vùng

tần số thấp Độ phân giải hay thang, bậc (scale) trong lý thuyết sóng con thường

được đo trong miền thời gian gọi là tỷ lệ xích Như vậy, độ phân giải cao (thang hay

bậc cao) tức là tỷ lệ xích nhỏ hẹp và độ phân giải thấp (hay thang, bậc thấp) tương

ứng với tỷ lệ xích rộng.

Phép DWT thông thường dùng tỷ lệ xích (hay còn gọi độ phân giải) lũy thừa

của 2, nghĩa là 2 (gọi là phép DWT dyadic) Như vậy băng tần của sóng con có độ

phân giải cao rộng gấp đôi băng tần của sóng con với độ phân giải thấp kế tiếp Kết

quả là hệ thống MCM dùng DWT chia băng thông của kênh ra những băng conkhông những không đều nhau mà còn có độ rộng băng quá khác nhau Điều này gâyra khó khăn trong việc chọn tan số lấy mẫu thích hợp cho các băng con mà ta sẽ

khảo sát trong chương cuối của luận văn này Nguyên tắc và lý thuyết về bộ cân

bằng miền tần số (FEQ) 1-tap đã được biết nhiều [23] Tuy nhiên bộ cân bằng kiêunay áp dung cho sóng con, dé nâng cao hiệu năng truyền dẫn của sóng con, đã tỏ rakhá phức tạp và chỉ được đề cập tới gần đây.

15

Trang 18

MỤC TIỂU CỦA LUẬN ÁN

Mục tiêu nghiên cứu của luận án này là: Tìm khả năng nâng cao chât lượng hệ

truyền dan MCM thông qua việc mở rộng áp dụng sóng con trong truyền thông thaycho dùng sóng mang hình sine hiện có Cụ thể là nghiên cứu khả năng ứng dụng

sóng con cho truyền thông hợp kênh trực giao truyền dẫn đa sóng con trên đường

thuê bao sô.

Đối tượng nghiên cứu của luận án: Sóng con và các hệ thống thông tin Cụ thé là

tìm loại sóng con cho hệ thống MCM trên đường thuê bao số (DSL) trong điều kiện

kênh truyền có tán sắc, có sự tác động của nhiễu Gauss, nhiễu FEXT/NEXT.

a) Nội dung nghiên cứu của luận án bao gồm:

Nghiên cứu các đặc tính cơ bản của truyền dẫn đa sóng mang Áp dụng môhình, tiến hành các thử nghiệm khảo sát hiệu quả của các giải pháp nâng caochất lượng truyền dẫn đa sóng mang dựa trên IFFT/FFT trên đường thuê baosỐ.

Nghiên cứu các sóng con và giải pháp điều chế sử dụng sóng con thay thếcho các phương pháp điều chế và giải điều chế hiện đang sử dụng trong hệthống đa sóng mang dựa trên IFFT/FFT.

Tính toán, khảo sát, mô phỏng đánh giá khả năng sử dụng và hiệu năng của

hệ thống truyền dẫn đa sóng con dựa trên biến đổi đa sóng con rời rạc(DWMT) trên đường thuê bao số.

b) Phương pháp nghiên cứu của luận án là:

Dựa trên các tính toán, phân tích giải tích, xây dựng phương pháp và thuật

toán trên công cụ là máy tính Sử dụng công cụ lập trình m.File dé tính toán

và kết hợp với mô phỏng SIMULINK của phần mềm MATLAB để tìm kiếm

và đánh giá các kêt quả nghiên cứu.

16

Trang 19

- Tiến hành thử nghiệm khảo sát giải pháp nâng cao chất lượng truyền dẫn

MCM trên DSL.

c) Cấu trúc của luận án :

Lời mở đầu

Chương 1: Các đặc tính cơ bản của DSL dùng DMT

Nội dung của chương này dé cập một cách khái quát các đặc tính cơ bản củaphương thức điều ché đa sóng mang (MCM) qua đường day thuê bao số (DSL) Cáccông trình nghiên cứu liên quan đến điều chế đa tần rời rạc (DMT) như phân bố bit,bộ cân bằng miền thời gian (TEQ) nhằm nâng cao dung lượng và hiệu năng truyền

Chương 2: Điều chế da sóng mang dựa trên sóng con

Trong chương này, luận án đề cập đến phương pháp gần đúng đa phân giải(MRA) được sử dụng trong các phép biến đổi, khai triển sóng con được sử dụng đểđiều chế đa phân giải Các điều kiện cần và đủ để xây dựng bộ lọc tổ hợp (khi điều

chế) và bộ lọc phân tích (khi giải điều chế) đã được xem xét và tính toán nhằm xây

dựng được hệ thống điều chế và giải điều chế dựa trên sOng con rời rac

(IDWT/DWT) cho hệ thống truyền thông đa sóng con rời rac tốt nhất, ôn định nhất.Từ đó luận án đã mô hình hoá và chuyên đổi bài toán từ DMT sang DWT và xâydựng thành công mô hình MCM dựa trên sóng con cơ bản nhất.

Chương 3: Hiệu năng truyền thông số dựa trên sóng con

Trong chương này của luận án đã tính toán lý thuyết tỷ lệ lỗi kí hiệu trên ồn(SER) trong các trường hợp với truyền thông dựa trên một hàm (không gian một

chiều), dựa trên hai hàm (không gian hai chiều) và nhiều hàm sóng con (không gian

đa chiều) Xem xét các đặc tính cơ bản của các loại sóng con Haar, Meyer và

Daubechies dé lựa chọn loại sóng con (Daubechies) dùng cho truyền thông đa sóngcon rời rạc Từ đó xem xét và so sánh hai hệ thống MCM dựa trên DFT/IDFT với

_V-Io/ 4933

Trang 20

MCM dựa trên DWT/IDWT dé chi ra các đặc tính ưu và nhược điểm của truyền

thông sô dựa trên sóng con.

Chương 4: Cac tính toán cho MCM dựa trên DWT sử dụng sóng con Daubechies

Đây là chương tính toán và mô phỏng truyền thông MCM dựa trên DWT qua

các kênh CSA (Loop#1) sử dụng sóng con Daubechies Trong chương này bang tínhtoán và mô phỏng đã dé cập:

e Truyền thông MCM dựa trên DWT với các sóng con không chồng lấp có

nhiễu giữa các sóng con trong cùng băng con (IBI) và nhiễu giữa các sóng

con của các băng con lân cận (CBI) nhau là rất nhỏ Do đó không cần tiền tốvòng (CP) Với các sóng con có chồng lấp thì IBI/CBI là đáng kẻ, tuy nhiêndo đặc tinh trực giao vẫn có thé khôi phục được tín hiệu.

e Bộ cân bằng miền phân giải (SDE) với giải thuật được đưa ra trong luận án

có thé giảm đáng kê các nhiễu IBI/CBI khi lựa chọn (i) tốc độ lấy mau, (ii) sốlần lọc lặp dé tạo nên sóng con Daubechies hay (iii) độ trơn của sóng con

Daubechies tuỳ theo số moment biến mat cho phép khôi phục được sóng con

tại các băng con.

e Mô phỏng truyền thông đa sóng con mẫu qua kênh CSALoop#1 dé tính toán

SER trong hai trường hợp với sóng con chồng lấp và không chồng lấp

Các chương trình mô phỏng được thực hiện bằng các phần mềm LINK

SIMULATOR và m trên MatLab Kết quả cho thấy: truyền thông MCM dựa trênDWT với các sóng con mẫu được lựa chọn với độ lọc lặp, độ trơn và tan số lay mẫu

thích hợp có tính chống nhiễu và hiệu năng cao hơn, độ phức tạp phù hợp.

Kết luận, các đóng góp mới và các kiến nghị về những nghiên cứu tiếp theo

Tài liệu tham khảo

d) Các đóng góp của luận án :

e© Đưa ra sự tương ứng giữa mô hình truyền din MCM dựa trên IFFT/FFT quaDSL với mô hình truyền dẫn đa sóng con rời rạc dựa trên IDWT/DWT.

18

Trang 21

e Tính toán về mặt lý thuyết hiệu năng của truyền dẫn đa sóng sóng con rời rac

trong các không gian một hàm sóng con, không gian hai hàm và đa hàm sóngcon cặp đôi.

e Chứng minh ưu điềm của truyền thông số dựa trên điều chế đa sóng con rời

rac nhờ dựa trên các kết quả nghiên cứu sau:

o Ảnh hưởng sóng con Daubechies bậc cao, số phép lọc lặp lớn so vớicác sóng con Daubechies san có với nhiều ưu điểm hỗ trợ.

o Sử dụng bộ cân bang miền phân giải (SDE) giảm thiểu các nhiễu

o Lấy mau thích hợp dé bảo vệ tính trực giao giữa các sóng con nhằm

giảm IBI/CBI một cách tốt nhất

e) Ý nghĩa khoa học và thực tiễn :

Cáp quang đã được sử dụng trong mạng thuê bao (ONU) đã làm ngắn lại

khoảng cách của cáp đồng xoắn đôi trên đường thuê bao [51] Hiện tại công nghệ

này tuy có băng thông rất rộng nhưng hiệu quả kinh tế chưa thật cao do phải lắp đặt

mới hoàn toàn và yêu cầu duy tu bảo dưỡng trong khi sử dụng rất cao do vậy tínhhiện thực còn phải được xem xét Mặt khác mạng cáp đồng đã được lắp đặt hàng

trăm năm nay với chiều dài hàng triệu kilomet trên toàn thế giới do đó việc nghiên

cứu đề cho phép sử dụng DSL truyền dẫn tốc độ cao hơn là việc làm thiết thực.

Truyền dẫn MCM dựa trên IFFT/FFT cũng đã bộc lộ những hạn chế vànhững khó khăn trong việc nâng cao hơn nữa hiệu năng truyền dẫn Phương thức

truyền dẫn MCM dựa trên IDWT/DWT một mặt góp phần nâng cao hiệu năng

truyền thông, mặt khác sẽ thúc đây việc mở rộng nghiên cứu áp dụng xử lí số tín

hiệu trên sóng con trong truyền thông só.

19

Trang 22

Chương Ï :

DIEU CHE DA TAN ROI RAC

Điều chế da tần rời rac (DMT) truyền đữ liệu song song nhờ bộ điều chế

sử dụng một tập các sóng mang hình sine trực giao DMT hiện được sử dung

rộng rãi vì nó có thé khắc phục được một số khó khăn truyền trong thông băng

rộng trên đường thuê bao số (DSL) khi mà điều chế don sóng mang khó có thé

thực hiện được Đây là vấn đề lớn đã được nhiều tác giả nghiên cứu [15, 31, 39].

Chương này điểm lại các đặc tính cơ bản của DMT nhằm xác định các hoạt động

của MCM dựa trên DFT/IDFT khi truyền dẫn trên DSL Nghiên cứu và ứngdụng TEQ cho hệ thống MCM dựa trên IFFT/FFT nhằm cải thiện chất lượng hệ

thống DMT, giúp cho việc nghiên cứu về bộ cân bằng miền phân giải (SDE) cho

MCM dựa trên DWT/IDWT sau này.

1.1 DIEU CHE ĐA TAN RỜI RẠC

Đặt {X,}") là kí hiệu dữ liệu phức được truyền nhờ điều chế DMT Kí

hiệu DMT đã được điều chế có thé được biểu diễn

với ø0 = 0, 1, , N-1 Trong đó Ty được gọi là khoảng thời gian của kí hiệu DMT

va Af độ rộng kênh con của DMT Dé máy thu có thể giải điều chế được hiệu

quả các kí hiệu DMT nhận được thì thời gian của một kí hiệu phải đủ dài, sao

cho 7, Af =1 Đây được gọi là điều kiện trực giao của DMT Theo điều kiện

trực giao, chúng ta có:

20

Trang 23

5(n—m) (1.3)

|——xs —~ — ~~; .¬ — =>II|| ® taa=~=(

Trorg đó ó*() là liên hợp phức của ham đ(?), 6(n—m) là hàm delta Kronecker.

Sử ding đặc tính này, kí hiệu DMT có thé được giải điều chế bằng cách:|—

với m, n = 0, 1, , N-1, Tương tự như trên nếu ta rời rac hoá (1.1) thì ta có:

N=I LÊ mai

x(n) = Wake i = HT UX } (1.5)

Biểu thức (1.4) và (1.5) cho phép DMT sử dụng IFFT để điều chế cònFFT được sử dụng dé giải điều chế trong truyền dẫn MCM.

1.11 Điều chế dựa trên IFFT

Hình 1.1 cho ta thấy sơ đồ khối của thiết bị phát ứng dụng IFFT dé điềuchế DMT Dữ liệu nhị phân vào được phân ra từng nhóm /og)M bits, N/2 nhóm

được chuyền thành song song bởi bộ biến đổi từ nối tiếp ra song song (S/P) Mỗinhóm bít từ bộ S/P này được chuyền thành một kí hiệu phức, tương ứng với một

điểm trong chùm sao của khối M-mứe (M-ary) QAM.

Trong máy phát, điều chế DMT được thực hiện bằng cách sử dụng biến

đổi ngược Fourier rời rạc (IDFT), M⁄2 kí hiệu phức từ bộ QAM được biến đổi đối

xứng gương và liên hiệp phức dé tạo ra một khối N kí hiệu phức {X;„ ø = 0 .,

(N-1)} cho vào bộ IDFT Như thế {X,} là độ lớn (trong miền tần số) của các

2I

Trang 24

sóng mang con Tập N hệ số (thực) lỗi ra {x(n)} từ bộ IDFT là N mẫu rời rạc củakí hiệu miễn thời gian x(t) N mẫu này được tạo thành một kí hiệu DMT

ait liệu vào

Hình 1.1: Sơ đô khối cơ bản của thiết bị phát DMT

Trên thực tế IDFT thường được thay thé bang biến đổi ngược Fourier

nhanh (IFFT) để giảm khối lượng tính toán (nhân cộng) từ N” phép toán xuống

còn (N⁄2)*logyN phép toán cho N điểm Modul đáp ứng tan số ứng với sóng

mang thứ ø của kí hiệu được điều chế DMT ở tần số /„, chu kì lấy mẫu 7 là :Seed do

vind af | (1.6)

DMT từ dụng DET với N=8 kênh con

Ia) = T

Hình 1.2: Đáp ứng tan số với N=8 kênh con (tính theo dB)

Biéu thức (1.6) cho ta thay rang: Phố biên độ của mỗi một sóng mang con

được điều ché bởi kí hiệu dữ liệu là các ham sinc có tâm tại tần số ƒ„ = nAf với

22

Trang 25

n = 0, , N-1 Các sóng mang con này có phd chồng lấp lên nhau Dạng phổ

gincƒØ) (Hình 1.2) cho mỗi một kênh con đem lại cho các tín hiệu đặc tính trực

giao và không có nhiều giữa các sóng mang (ICI).

Đường cong phô chính của biến đổi Fourier kí hiệu DMT rộng 7; có độ

rộng băng 2/Ty , còn các đường cong phô phụ có độ rộng bằng //Ty Chiều cao

của các đường cong phỏ phụ không phụ thuộc vào độ dài của cửa số vuông và

hiệu số giữa đỉnh đường cong phổ chính và đỉnh đường cong phố phụ luôn bằng—13dB (độc lập với giá trị N).

Các kí hiệu truyền dẫn DMT trên DSL được vector hoá Kênh DSL được mô

hình hoá như các bộ lọc IIR hoặc FIR có đáp ứng xung kênh hạ¿ = (hạ hy, « ,

hy), chiều dai của bộ lọc (tức kênh) bằng L+/ Đặt xạy„ ¡= (xạ, x, xy ¡) là

vector kí hiệu chứa N mẫu đặc trưng cho tín hiệu được truyền Khi đó tín hiệunhận qua kênh được biểu diễn :

Trang 26

VỚI v = H là sô mau do trải tré gây ra, 7 là chu kì lây mâu kênh vaz,, là độ

trải trễ truyền qua kênh Ma trận H; là biến đổi cham, tín hiệu {x(n)} và ồn có

tính ngẫu nhiên và biểu thức (1.10) miêu tả tán sắc xảy ra do kênh đã gây ra

nhiễu giữa các kí hiệu (ISI) ISI đã làm các kí hiệu dữ liệu lân cận nhau sau khitruyền qua kênh chồng lấp nhau trong miền thời gian tại phần đầu và phần đuôicủa mỗi một kí hiệu.

Như vậy, vì trải trễ do tán sắc trên kênh đã phá hoại tính trực giao của tínhiệu và gây ra nhiễu ISI, do đó mỗi một kí hiệu với N mẫu các hệ số IFFT

thường được gắn chèn phía trước nó một tiền tố vòng (CP - hay khoảng bảo vệ)

với v mẫu sao cho độ dài của tiền tố vòng ít nhất cũng bằng độ dài của đáp ứng

xung của kênh hiệu dụng Như vậy TEQ sẽ phải được sử dụng làm đáp ứng xung

kênh (CIR) có chiều dài L+/ sẽ trở thành đáp ứng xung kênh hiệu dụng ngắn lai,

có độ dài v (như trong biểu thức (1.10)).

Tương tự, hậu tố vòng (CS) có thể được gắn vào phía đuôi của mỗi kí

hiệu với v hệ số IFFT đầu tiên Khoảng bảo vệ gây ra không có lợi về công suất

và băng thông của tín hiệu Tuy nhiên tiền tố vòng một mặt đảm bảo tính trựcgiao va phô của tín hiệu, mặt khác tiền tố vòng được sử dụng như các hàm đồng

bộ về thời gian và tần số trong thiết bị thu, nhờ vì CP chứa các mẫu được lặp lại

từ các mẫu đã được biết trong kí hiệu.

Như vậy khoảng thời gian của một kí hiệu DMT là 7, = (7; + 7t) (7; là

khoảng thời gian N mau IFFT và 7, là khoảng thời gian v mẫu CP) lớn hon

nhiều thời gian một kí hiệu được điều chế trong hệ thống đơn sóng mang Sau

cùng, vì hệ số lối ra của IFFT là số do đó kí hiệu DMT phải được đổi ra tương tựnhờ bộ DAC, trước khi truyền qua kênh.

24

Trang 27

1.12 Giải điều chế dua trên FFT

Sơ đô khối thiết bị thu được chi ra trong Hình 1.3, tín hiệu băng cơ sở

nhận được được lay mẫu trước khi vào bộ biến đổi tương tự sang số (ADC) Về

nguyên tắc, chu kì lấy mẫu bằng 7, = 7, /(N +v), trong đó 7; là thời gian kéo dài

của một kí hiệu DMT Nhưng nhiều khi thời gian lấy mẫu giảm xuống (tốc độ

lấy mẫu tăng lên), chu kì lấy mẫu bằng (⁄<}, (với K là số nguyên dương và lớn

hơn 1) dé dé dàng xử lí tín hiệu Dé đơn giản, với K = / thì tổ hợp DAC trong

máy phát, dạng sóng của kênh và ADC trong máy thu tạo nên kênh rời rạc theo

thời gian có các tap cách đều nhau 7%.

Sau khi tín hiệu thu được biến đổi tương tự sang số (ADC), mẫu đầu

tiên nhận được trong dải bảo vệ của mỗi một kí hiệu DMT sẽ bị loại bỏ trong

trường hợp sử dụng tiền tô vòng (trong trường hợp sử dụng hậu tố sẽ loại bỏ v

mẫu cuối của mỗi một kí hiệu DMT) Do sử dụng CP (hay CS), nhân chập tuyên

tính giữa dãy các hệ số IFFT phát ra với đáp ứng xung rời rạc của kênh, sẽ trở

thành nhân chập vòng Như vậy các tác động của ISI có thể loại bỏ hoàn toàn

một cách dé dàng bằng cách loại bỏ dải bảo vệ như trên N mẫu còn lại của mỗi

ký hiệu DMT được biến đổi ngược trở lại miền tần số bằng cách sử dụng biến

đổi Fourier nhanh như chỉ ra trong sơ đồ khối Hình 1.3.

Do tín hiệu truyền qua kênh có tan sắc và cùng với ôn (ồn FEXT/NEXT[19], ồn đơn xung [41]) đã phá hoại tinh trực giao giữa các kênh con Kí hiệu dữ

liệu nhận được sau khi giải điều chế nhờ FFT sẽ không hoàn toàn giống với kihiệu dữ liệu phát trước khi điều chế nhờ FFT, tức là:

25

Trang 28

FFT{y,} = {%, 23 # 1X, (1.11)

Khi đó N/2 hệ số đầu (miền tan só) lối ra của FFT được xử lí nhờ bộ cân

bằng I-tap miễn tan số (FEQ) nhằm khôi phục được một cách chính xác khoảngcách các tín hiệu dữ liệu Bộ cân bằng I-tap miền tần số có thể được thực hiện

một cách đơn giản là nhân mỗi một hệ số lối ra của FFT với một hệ số vô hướngphức.

1.2 DUNG NĂNG KENH TRUYEN TIN

Dung năng kênh Shannon DMT (tức là dung lượng tối da theo lí thuyết)được tính một cách đơn giản bằng:

Cor = Af 3 log;(I+SWR,) bit/gidy hay bps (1.12)

với SNR, là ty số tín hiệu trên ồn (SNR) của mỗi bit trong kênh con thứ ø vi

truyền dẫn luôn luôn là ở mức bit Nếu không tính đến tiền tố vòng CP thì mỗi

một kí hiệu có N mẫu với tốc độ (Nyquist) lẫy /, mẫu trong | giây, do đó tốc độ

kí hiệu là f,/N và chính la Af Do đó:

Cow = 3 log,(1+SNR,) bit/kihigu (1.13)

Trén thuc té, diéu ché DMT cũng như bat kì kiểu mã hoá hay điều chế nào

khác đều sử dụng thông số khe kênh I [16] dé thể hiện mức thua kém về SNR

của kênh thực tế so với kênh lý tưởng Shannon, do đó:

26

Trang 29

Vi trong hệ thống M-ary QAM, ta chỉ có VM mức trong mỗi chiều (cùng

pha hay vuông pha) Tỷ lệ lỗi kí hiệu trong mỗi chiều như vậy được cho như sau

Trong đó y, là độ lợi ma (Trellis, RS) và y„ là dự phòng ồn được chon giá trị

4.2 dB theo chuẩn bắc Mỹ và 6 dB theo chuẩn châu Âu Vì thế I có thể được

Kênh DSL thay đổi chậm [1] và được coi là bất biến với thời gian Dựa

trên biểu thức (1.14) trong truyền dẫn MCM dựa trên DMT cho phép phân bốbít cho các kênh con nhằm nâng cao dung lượng kênh [20] Phân bó bít thực hiệnviệc cấp phát nhiều bít hơn cho kênh con nào tốt (có SNR lớn) và cấp phát ít bít

cho kênh con nào xấu (SNR bé) Sử dụng mô hình rót nước (water-pouring) với

rất nhiều giải thuật của Chow hay Campello [18, 34], s6 bít được phân bố trên

kênh con thứ ø có thể được tính:

b = Ta : | bit/kénh con (1.19)

2?

Trang 30

Giải thuật phân bó bít là một trong các yếu tố góp phan nâng cao dung

lượng kênh có hiệu quả Giải thuật được tìm kiếm sao cho đơn giản và hiệu quả.

Về thực chất nếu hệ thống DMT có sử dụng bộ cân bằng miền tần số (FEQ) thì

sẽ làm cho hệ thống có được phân bó bít giữa các kênh con tương xứng với nhauhơn hoặc ngược lại khi phân bố bít được như vậy, hy vọng sẽ góp phần làm đápứng miền tần số của kênh được trở thành phẳng hơn Trong các hệ thống đa truycập, các giải thuật phân bố bít đa người dùng đã được xem xét [22].

Các thuật toán của Chow [34] nhằm xác định các kênh có thể dùng để

truyền dựa trên SNR Sau đó cấp phát năng lượng đều cho các kênh đó, tính toánphân bó bit bằng cách làm tròn số bit trên mỗi kênh với hai giải thuật chính: a)

Thích nghỉ tốc độ truyền dữ liệu (RA): Nhằm tính toán tốc độ bit tối đa của các

hệ thống có I' xác định b) Thuật toán thích nghi năng lượng (MA): Dự phòng ồn

của hệ có mức năng lượng tối đa tại tốc độ cho trước.

Các thuật toán của Campello [18] luôn chọn một kênh con dé cấp phát bít

tiếp theo sao cho mức chỉ phí năng lượng là thấp nhất Kênh con chất lượng tốt

nhất nhận bit đầu tiên, sau đó tính toán bảng năng lượng cần tăng thêm để cấp

phát bít tiếp theo và quá trình tiếp tục cho tới khi tất cả các bít được cấp phát Ba

thuật toán chính của Campello: a) Thuật toán hiệu suất (EF), b) Thuật toán

E-Tightness (ET) và c) Thuật toán đối ngẫu B-E-Tightness (BT) đảm bảo sử dụng tốida năng lượng hiện có dé truyền dữ liệu Tan dụng tối đa năng lượng được cấp

đến mức cho phép tốc độ tối đa.

Các thuật toán của Chow, Campello [18, 34] là khá phức tạp, thường đòi

hỏi khoảng M/og;(M) phép tính cho mỗi lần sắp xếp một mức năng lượng Khiphân bó SNR, quá phức tạp (g6 ghé) thì số lượng phép toán đủ lớn và như vậycác giải thuật phân bó bít của Chow và Campello thường dùng trong giai đoạn

28

Trang 31

khởi động Khi kênh biên đôi trong giai đoạn truyén tin, việc phân bố bit phảiđược thực hiện lại thích nghi với sự biến đối của kênh theo thời gian thực với số

phép tán thích hợp, không quá phụ thuộc vào phân bồ SNR,.

Luận án [44] đã dùng giải thuật phân bố bít với thuật toán cấp phát bít cải

tiến cho các kênh con của DSL trong hai trường hợp: Thich nghỉ toc độ (RA) và

thích nghi dự phòng (MA) Trong đó RA sử dụng thuật toán phân bô bít theonăng lượng còn MA sử dụng thuật toán phân bố theo điều kiện dự phòng ồn củahệ théng Giải thuật phân bố bit mà luận án sử dụng có thể chạy trong mộtkhoảng thời gian định trước, chỉ phụ thuộc vào số kênh con mà thôi Đây là giải

thuật được luận án lần đầu tiên đưa ra có tính chất đó, các giải thuật phân bé bit

trước đó [18, 34] không có được Thuật toán này có tính đến mức độ tin cậy của

việc ước lượng tham số, kết quả [44] cũng đã được so sánh với các thuật toán

được biết trước của Chow và Campello.

' Hie 9

SR ae Se 5 8 Ca aa R8 + he ¬ Tê oss r J9

Hình 1.4: Sự phụ thuộc số bíUkí hiệu theo — Hình 1.5: Sự phụ thuộc số bivkt hiệu theo

công suất phat chiéu dai DSL

Hình 1.4 cho ta đồ thi sự phụ thuộc của tống số bit cho một ki hiệu được

sử dụng cho điều chế DMT phụ thuộc theo năng lượng được cấp cho các kênh

con và Hình 1.5 vẽ hàm phụ thuộc (số bit/ki hiệu) vào chiều dài DSL với các loại

cáp khác nhau tương ứng với giá trị BER được thoả thuận trước.

Kết quả của giải thuật đã được kiểm tra và so sánh với các giải thuật trước

đó [18, 34], thể hiện sự chính xác của giải thuật và đã được làm đơn giản hơn dé

trở thành các giải thuật có tính thực tế, có thể ứng dụng hiệu quả hơn trong các

phần cứng.

2

Trang 32

H RA gw MA

Hình 1.6 : Tốc độ bít trên các tuyến CSA theo RA và MA

Giải thuật trong luận án [44] được dé xuất đã thử tinh toán trên các tuyên

chuẩn CSA từ CSAloop#1 đến CSAloop#8 tại các kênh con hướng xuống (từ

kênh con 38 đến kênh con 255) Các nhiễu được xem xét bao gồm nhiễu trắng

phân bố Gauss (AWGN) có mật độ công suất từ —140 dBm/Hz đến -25dBm/Hz,

chưa xét dén nhiễu xuyên kênh FEXT/NEXT Hình 1.6 cho hình ảnh độ hoàn

thiện tốc độ bít theo 2 giải thuật được mô phỏng theo các tuyên CSA khác nhau.

1.3.2 Bộ cân bằng miên thời gian (TE

Để giảm ISI gây ra do kênh khi truyền dẫn MCM nói chung và DMT nói

riêng, v mẫu cuối cùng của mỗi một kí hiệu được chèn vào phía trước kí hiệu délàm dải bảo vệ mà ta thường quen gọi là tiền tố vòng (CP) như trên Việc sử

dụng CP làm giảm dung năng kênh một lượng tỷ lệ với /(y+ X) Điều này có

thé được khắc phục nếu đủ lớn hay w đủ nhỏ.

Trang 33

Giá trị N được chọn phù hợp với việc phân chia kênh con có băng thông

(Af) xác định, mặt khác NV đủ nhỏ cũng cho phép bộ điều chế và giải điều chế

(IFFT/FFT) có tính kinh tế hơn Hơn nữa số các kênh con (N/2) va băng thông

các kênh con (Af) xác định tốc độ lấy mẫu /‡, hay nói cách khác xác định độ

đài L của đáp ứng xung kênh Để tránh ISI thì v phải lớn hơn hoặc bằng đáp

ứng xung kênh mong muốn Trên thực tế, độ dài của đáp ứng xung kênh DSL

có thể tới 200 và có giá trị trong khoảng từ 8 đến 32.

Bộ cân bằng miễn thời gian (TEQ) được sử dụng nhằm giảm thiếu nhiễu giữacác kí hiệu (ISI/ICI) bằng cách làm ngắn lại độ dài L của đáp ứng xung kênh

DSL, ngắn hơn hoặc bằng + độ dài của tiền t6 vòng (CP) như Hình 1.7.

TEQ được đặt giữa ADC và bộ biến đối nồi tiép sang song song (S/P) của

thiết bị thu (TEQ được mắc nồi tiếp với kênh rời rac) Mô hình toán học thường

được sử dụng dé xử lí làm ngắn đáp ứng xung kênh tương ứng với tỷ lệ bít lỗi

(BER) mong muôn được chỉ ra trong Hình 1.8.

Trong mô hình này, có ba tham số: độ trễ A, hệ số đáp ứng xung mong muốn

(TIR) £ và hệ số bộ cân bằng miền thời gian w có thể thực hiện việc tôi ưu hoá

[21, 31] Do đó có nhiều phương pháp xử lí tín hiệu được áp dụng nhằm giải bài

toán một cách tối ưu hoá Luận án đã dùng một trong số giải pháp tối ưu đối với

¢ theo giải thuật lỗi bình phương trung bình tối thiểu (MMSE) giải bài toán

Trang 34

Trorg đó [46] đã tim lời giải của giải thuật MMSE sao cho có được chi phí

tính toán hợp lý, nghiệm của bài toán tin cậy và được so sánh với các kết quả đã

được tính toán trước trên cơ sở các giải thuật khác [46] đã chia bài toán thành

hai bài toán nhỏ: (i) sử dụng TEQ, nhờ chuỗi thử xác định đáp ứng xung kênh

DSL và (ii) trên cơ sở biết đáp ứng xung kênh, sử dụng TEQ với chuỗi thử và độ

tré trải x¿c định, tìm lời giải bài toán trên Giải thuật cũng đã khảo sát ảnh hưởng

của số hé số của bộ cân bằng tới tốc độ bít có thể đạt được tương ứng độ trễ trải

xác định.

Trên :hực tế để có lợi ích kinh tế cao, các thiết bị thu không sử dụng mô hình

toán học như đã chỉ ra trong Hình 1.8 để giải các bài toán ma trận, xử lí tương

quan với kích thước lớn với chỉ phí tính toán rất cao áp dụng cho TEQ Do đó

nhiều giải pháp khác cũng đã được luận án tìm kiếm [47, 49] cho các ứng dung

khác nhau của TEQ, bên cạnh tìm kiếm các lời giải có chi phí thấp, độ tin cậycao mà còn nhằm mục đích khai thác các khía cạnh áp dụng sự kết hợp phầncứng với phần mềm cho truyền thông só, trong điều kiện của phòng thí nghiệm.

Bảng cách sử dụng các đặc tính nhân chập vòng DFT: y= x*h =IDFT{DFI{x)-DF1(%)}, phép toán nhân chập vòng được thực hiện nhân thường

trong mièn tần số Phương thức sử dụng này rất có hiệu quả cho các hệ DSP do

các khối FFT/IFFT thường đã tôn tại (hoặc có sẵn) trong các phần cứng.

Dé ước lượng TIR é, [47] đã áp dung FFT cho kết quả đầu ra của bộ cân

băng nhờ vector x (chuỗi dữ liệu thử) được gửi qua kênh Sau đó tạo cửa số b tớiđộ dài của tiền tố vòng và dùng tín hiệu sai số miền tần số B, X - W⁄„ Y trongphương trình LMS dé tính W Trong đó Ö„ là FFT của đáp ứng xung kênh mongmuốn đã được cửa số hoá b W,, là FFT của w — các hệ số của bộ cân bằng TEQ

đã được cửa số hoá, còn X là FFT của chuỗi dữ liệu chuẩn thử x.

Với N = 512, dé giải bài toán này, Mohamed Nafia và Alan Gathere [33] ướclượng ít nhất cần tới khoảng 14 x 512 + 64 x 512 = 39936 phép nhân cho tổngcộng 8 khối theo giải thuật LMS miền tần số nêu ra ở trên, tức là có khoảng635480 phép toán Số lượng các phép toán nhân nhiều như vậy làm sai số lượngtử hoá cao, sai số lượng tử có thé đạt tới -33đB Mặt khác, hệ thống DSP nếu sử

dụng giải thuật này phải có tốc độ xử lý cao Thời gian xử lí của TEQ cho một kí

32

Trang 35

hiệu trung bình phải nhỏ hơn 0.1 miligiây trong chế độ hoạt động thực hoặc 0.1

giây trong chế độ huấn luyện.

Việc áp dụng kit DSP đòi hỏi phải giảm thiểu chi phí tính toán nhờ các ứng

dụng xử lí có sẵn dựa trên phan cửng Với lời giải [33], hệ thông DSP mà CPU

có tôc độ 40MIP thì thời gian xử lí trung bình của DSP cho TEQ sé là 0.15887

giây Do vậy giải thuật phải được thay đổi chút ít, dựa trên bài toán (i) để nhậnđược đáp ứng xung kênh (offline) thì (ii) tính được B, (online) với số lượng tính

toán thấp hơn (khoảng 315240 phép toán) Sử dụng kit DSP TMS320C5416 củaTexas Instrument, tốc độ 40MIP thì thời gian xử lí khoảng 0.07244 giây, sai số

lượng tử thấp hơn nhiều (nhỏ hơn -60đB).

Hình 1.10 cho ta hình ảnh đáp ứng xung kênh hiệu dụng được làm ngắn so

sánh các kết quả đã được thực hiện bằng giải thuật dựa trên (1.21) và (1.22).Bằng cách thay đổi kích thước bộ cân bằng w, chương trình thu được sự phụ

thuộc của hàm chi phí tính toán vào kích thước bộ lọc (hình 1.9) Giải thuật trong

[47] áp dụng với các CSA loop# khác nhau cho kết quả được so sánh với các kết

quả tính toán, mô phỏng của các tác giả khác [21] không khác nhau đã cho ta

thấy tính đúng đắn của giải thuật Khi áp dụng giải thuật cho kit DSP

TMS320C5416, vì các công cụ phát triển DSP cho các ứng dụng truyền thông rat

thiểu do đó việc phát triển hệ thông rat khó khăn và phức tạp Các hệ thống DSP

sau này với công cụ mạnh sẽ cho các điều kiện nghiên cứu tốt hơn

: Kích thuoc bo lọc 8 100 2% + 400 500Hình 1.9: Chi phi tính toán theo kích thước bộ _ Hình 1.10: So sánh các kết quả của giải thuật

33

Trang 36

Kết quả của việc sử dung kit DSP vào thiết kế TEQ đã cho phép ứng dụngkit DSP có sẵn vào các thí nghiệm dùng cho nghiên cứu truyền thông và cũng chỉra một số van dé mà [47] đưa ra như nhằm giảm thiểu số lượng các phép toán,sai số lượng tử trong lựa chọn giải pháp, lựa chọn công nghệ và phương pháp

tính số Bên cạnh đó kit DSP tuy tỏ ra hiệu quả trong xử lí tín hiệu số nhưng docách xử lí trình tự nên tốc độ tính toán hạn chế Việc kết hợp DSP với công nghệ

khác cũng là van dé can quan tâm.

Trong tính toán xử lý tín hiệu số và điều khiển, ngày nay chúng ta dùngcác giải thuật xử lí tín hiệu số (DSP) và các ứng dụng FPGA tuỷ thuộc vào tính

chất và yêu cầu cụ thê của các bài toán mà đưa ra quyết định lựa chọn Các giải

thuật của TEQ miền thời gian ban đầu được thực hiện trên các hệ DSP Nhưng

các giải thuật cho TEQ ngày càng trở nên đa dạng hon, phức tạp hon do các ứng

dụng cu thé với tốc độ dit liệu ngày càng cao, do vậy giải thuật TEQ lại bị cản

trở bởi sự hạn chế về tính thời gian thực của DSP Việc thay đổi các hệ thống

DSP nhằm nâng cao tốc độ xử lý cũng bị hạn chế bởi giá thành quá cao Do vậy

việc đưa các ứng dụng của FPGA của [49] dựa trên DSP nhằm thiết kế các TEQ

là một giải pháp kỹ thuật có tính khả thi cao.

Các TEQ miền thời gian thích nghi thường hoặc là có chi phi tính toán lớnnhưng cho tốc độ hội tụ nhanh, hoặc là có chi phí tính toán khá thấp nhưng khả

năng hội tụ chậm hơn do đó việc tìm ra các giải pháp gần đúng khác cho chỉ phí

tính toán, sai số lượng tử và tốc độ hội tụ chấp nhận được là vấn đề luôn được

quan tâm cho các phương pháp só.

Các thông số của TEQ được thiết lập trong giai đoạn khởi động, TEQ cần

tính toán được một số ước lượng đáng tin cậy hoặc về kênh, hoặc về quá trình tự

liên kết hoặc liên kết chéo giữa các số liệu gửi và số liệu nhận Để có được ước

lượng đáng tin cậy về kênh, đầu tiên giải thuật phải lấy trung bình một số lượng

lớn các khung số liệu nhận được Chuỗi dữ liệu thử được chọn, quy định như

trong tiêu chuân T1, E1 là tuần hoàn với chu kì bằng độ dài của khung đó, giá trị

trung bình sẽ giảm đáng kể ảnh hưởng của ồn Sau đó bằng cách chia số trung

bình nay cho chuỗi thử ta có được ước lượng FFT tốt về kênh Lay IFFT giá trị

nhận được này, giải thuật sẽ có được ước lượng về đáp ứng kênh miền thời gian

(kỹ thuật này tương đương với việc áp dụng một dãy chuỗi dữ liệu thử vào lối

34

Trang 37

vào với chu kì băng độ dài của kênh và lấy trung bình các đáp ứng xung nhận

Như vậy cũng như các giải thuật được đưa ra trên đây, ở giải thuật này thay

vì dùng các mau dữ liệu thử được xác định trước, giải thuật sử dụng dữ liệu

chính là các hệ số của đáp ứng kênh truyén vật ly (#) được làm ngắn lại nhờ bộlọc thích nghi (w), do vậy giải thuật làm ngắn đáp ứng kênh hiệu dụng đơn giảnhơn nhiều, và được quy về chủ yêu là giải thuật của bộ lọc thích nghi (w) có tốcđộ hội tụ nhanh, độ ôn định cao.

Do TEQ được sử dụng cho DSL nên nó cân tới ít nhất là 512 điểm FFT.

Các kết quả từ FFT được nhớ đệm tại một bộ nhớ cổng, theo một câu trúc FIFO.Đáp ứng xung kênh mong muốn (TIR) nhận được sau khi đáp ứng xung kênh

(CIR) đưa qua TEQ thiết kê trên chip FPGA của Xilinx được miêu tả trong hình

1.11 Kết quả này chấp nhận được cả về mặt lý thuyết lẫn khả năng thực hiện.

Hình 1.11: Đáp ứng xung kênh mong muốn CSALoop#l

1.4 KET LUẬN

Điều chế da sóng mang (MCM) hay DMT là kiểu điều chế dé truyền tải cáckí hiệu điều chế pha-biên độ trực giao (QAM) trên một hệ thống sóng mang contrực giao nhờ phép biên đối IFFT/FFT DMT trở nên thông dụng vì nó khắc phục

một cách dé dàng được những van dé mà điều chế đơn sóng mang gặp phải Bộ

cân bằng miền thời gian đơn giản là ưu điểm dau tiên của DMT so với điều chế

đơn sóng mang sử dụng bộ cân bang miền tan số Tuy nhiên kĩ thuật cân băng

miền tan số vẫn đồng thời có thể được áp dụng cho MCM.

35

Trang 38

Một lợi ích lớn nhất khi sử dụng DMT là điều chế sử dụng các sóngmang con trực giao chia băng thông rộng sẵn có thành một tập các băng con hẹp

[1] Các băng con hẹp này cho phép ta thay đổi cách mã hoá và cân bằng để khắc

phục dễ dàng méo kênh trong mỗi băng con riêng biệt Do vậy điều chế DMT có

hiệu năng với kênh bị méo tốt hơn nhiều so với các hệ thống đơn sóng mang,

hơn nữa mạch điện tử điều chế và giải điều chế của MCM đơn giản hơn nhờ sử

dụng IFFT/FFT có hiệu quả.

Sử dụng giải pháp rót nước (water-pouring) và kĩ thuật truyền thông thích

nghỉ dé tăng hiệu suất phô Kĩ thuật sử dụng phân bó bít thích nghi sao cho số bít

được gán và sẽ điều chỉnh cho mỗi kênh con tuỳ thuộc vào điều kiện của kênhcon đó Tuy nhiên hiệu suất phô của hệ thống MCM dựa trên IFFT/FFT vẫn

không thực sự lớn hơn nhiều so với hệ thống đơn sóng mang.

Đề phát triển công nghệ MCM tại Việt nam, từ những năm 2000 Dai học

công nghệ Đại hoc Quốc gia Hà nội đã tăng cường nghiên cứu cơ bản và công

nghệ về lĩnh vực này Với DMT, luận án đã tiến hành các nghiên cứu khả năng

nâng cao tốc độ nhờ: a) tăng tốc độ truyền dẫn bằng cách dùng phân bố bít cải

tiến cho hệ thống DSL tại Việt nam [44] va ö) nghiên cứu lí thuyết và thiết kếTEQ để làm ngắn lại đáp ứng xung kênh hiệu dụng nhằm giảm ISI Các TEQ

được thực hiện trên các bộ xử lí tín hiệu số (DSP) và các chip chuyên dụng

FPGA của Altera bước đầu đạt kết quả mong muốn Các kết quả này đã đượcbáo cáo, công bó [49, 47, 46] trong các hội nghị trong nước và quốc tế.

Điều chế DMT là giải pháp hữu ích hiện nay cho phép truyền thông băng

rộng trên DSL Nâng cao tốc độ truyền đồng nghĩa với việc hoặc mở rộng việcsử dụng băng thông hơn nữa trên DSL hoặc nâng cao hiệu suất phổ của DSL

phải chăng nhờ tìm kiếm phương thức điều chế khác cho DSL.

36

Trang 39

Chương 2

DIEU CHE ĐA TAN DỰA TREN SÓNG CON

Phép biến đôi đa sóng con (wavelet) rời rac (DWMT) tiến hành đồng thời

với lý thuyết của dãy bộ lọc (filter bank) [5] Các sóng con cặp đôi có khả năngđịnh xứ rất tốt trong cả miền tần số lẫn miền thời gian Điều này hy vọng chophép ta khắc phục các nhược điểm của kênh Để nghiên cứu khả năng truyềnthông dựa trên sóng con, chương này bắt đầu với việc tóm tắt các kết quả cần

thiết cho thấy các đặc tính và kỹ thuật điều chế đa phân giải, nhấn mạnh tầmquan trọng của các triển khai đa phân giải [2, 27] cho truyền thông đa sóng con.Cuối chương luận án sẽ trình bày các ứng dung dé triển khai kĩ thuật điều chế đa

phân giải vào truyền thông dựa trên DWMT2.1 KHAI TRIEN DUNG SÓNG CON

2.1.1 Khai triển theo song con

Một tin hiệu hay | ham x(/) có thé được phân tích (hay miéu tả) hiệu quả honnếu được biểu diễn bởi phép khai triển tuyến tính như:

số chiều không gian là hữu hạn hay vô hạn) mà tại đó các vector là các hàm, các

đại lượng vô hướng là các số thực (đôi khi là phức) Nhân vô hướng và cộng

vector được thực hiện tương tự như đã làm trong (2.1) Tích nội của hai vector

x(t) va y(t) là một đại lượng được định nghĩa :

37

Trang 40

a =(x() y(t) = Jx't)»ứ)œ (2.2)

dai tính tích phân phụ thuộc vào lớp của tín hiệu đang được xem xét Ta gọi “độ

đài” (hay chuẩn - norm) của một vector chính là căn bậc hai của tích nội vector

x(t) với chính nó, được định nghĩa bởi

IxI=j|(.x)| (23)

Nếu phép khai triển (2.1) là duy nhất thì tập đó được gọi là tập cơ sở của

các hàm có thể được khai triển Nếu tập cơ sở là trực giao thì:

Đối với chuỗi Fourier, các hàm cơ sở trực giao của ự AG) là sin(j@,t) và

COS(J@pf) tai các tan SỐ j@p Với chuỗi Taylor, các hàm cơ sở là không trực giao,

chỉ tăng den điệu theo ¢’ và cũng như đối với nhiều phép khai triển khác, chúnglà dãy các đa thức Như chỉ ra trong Chương 1, phép biến đổi DFT sử dụng cáchàm co sở trực giao j(£)= e'”°' Tat cả các hàm này đều không có tính định xứ

thời gian, nghia là ¢ € [—œ,+œ].

Để chai triển sóng con, vì chúng có đặc tính định xứ cả thời gian lẫn tần

số (hay đ phân giải) nên một hệ hai tham số được khai triển theo (2.1) thoả

x(t)= 2,280 v a(t) (2.6)

38

Luận án tiến sĩ Công nghệ điện tử - viễn thông: Một số giải pháp nâng cao c (2024)
Top Articles
Latest Posts
Article information

Author: Domingo Moore

Last Updated:

Views: 6018

Rating: 4.2 / 5 (53 voted)

Reviews: 84% of readers found this page helpful

Author information

Name: Domingo Moore

Birthday: 1997-05-20

Address: 6485 Kohler Route, Antonioton, VT 77375-0299

Phone: +3213869077934

Job: Sales Analyst

Hobby: Kayaking, Roller skating, Cabaret, Rugby, Homebrewing, Creative writing, amateur radio

Introduction: My name is Domingo Moore, I am a attractive, gorgeous, funny, jolly, spotless, nice, fantastic person who loves writing and wants to share my knowledge and understanding with you.